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掌上型设备用无线数据机的电源设计
 

【作者: 編譯/Kim】2000年04月01日 星期六

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由于目前高频功率放大器(Power Amplifier; PA)在效率上并不良好,因此为掌上型运算设备加上无线通讯的能力时必须采用不同的电源管理技术,一些通讯协定允许采用爆发式传输(burst -transmission)的技术,并在无传输动作时予以关闭,但在传输期间功率放大器的效率基本上大约只在40%到60%之间,比起掌上型设备主电源供应部份90%到95 %的效率有着相当大的差距。


许多掌上型设备采用一到四颗的碱性电池运作,但另外一些因背光显示而需要较高瞬间功率的应用则会采用镍氢或什至是锂离子电池以达到更长的电池使用寿命,但不管所使用的电池型式以及组态为何,无线通讯所需的数据机、功率放大器以及高频线路等功能使得系统想要维持合理的工作时间长度时都需要额外的电池容量。


这类系统中一个典型的应用范例为用来传送蜂巢式数位封包资料(Cellular Digital Packet Data;CDPD)的PCMCIA无线数据机,它可以插入个人数位助理(PDA)或者是采用Windows CE的掌上型电脑中,并且由3.3V的电源上耗用数百mA的电流,这类PCMCIA卡片通常会内含一颗附加的电池以避免对主机电池抽取过大的电流,为了供应资料传送过程中较大瞬间电流的需求,这颗辅助电池通常会采用目前较受欢迎的可充电电池中等效串列电阻(Equivalent Series Resistance;ESR)较低者,而达成无线通讯连结的整体功率需求则主要决定于功率放大器传送功率的大小以及本身的效率。


举个例来说,包含备份电池在内的整个无线通讯连结电源供应必须与以3.3V运作的掌上型系统介接,如(图一)所示,请注意在掌上型系统中,小型化包装是相当重要的,在图中IC1为16-pin QSOP包装,IC2则采用8-pin的umax包装,其中附加电池为一颗单单元(single cell)的锂离子电池,在完全充电时电压范围位于4.1V到4.2V之​​间,并在低于2.9V时可以视为几乎没有电力,图中IC1用来将这个电压转换为3.3V,而IC2则用来把得到的辅助电压维持在与主电压误差12mV,即0.36%的范围之内。



《图一 这个线路可以为掌上型设备加入无线调制解调器及功率放大器,同时提供适当的电源管理功能》
《图一 这个线路可以为掌上型设备加入无线调制解调器及功率放大器,同时提供适当的电源管理功能》

维持无线通讯硬体与主机之间电压的一致是个相当重要的工作,它可以确保两者之间双向资料与控制信号会位在有效的逻辑位准内,并可避免两者之间无效的电源电流流动。


这个电路的基本运作原理如下,首先我们考虑在数据机尚未插入主机PCMCIA插槽之前的状态,请注意在这时应该只有非常少量或者是没有电池消耗,因此数据机的电源供应应该被关闭,这个辅助电源的控制由IC2的PG\负责,由于这时IC2的电源,也就是由主机端所供应的VHH并没有接上,因此IC2为无工作状态。


由于IC2的电源稳定(Power Good;PG\)信号输出内部型式为开集极n-channel MOSFET,在没有电源供应时为高阻抗状态,因此只会消耗少许的漏电流,当PG\输出为高阻抗状态(Hi-Z)时,线路中的两个电阻分压线路,包括透过IC1中比较器来监测辅助电池电压的R6/R7,在供电运作期间用来设定VBOOST位准的R3/R4,会因为成为ONB\线的提升电阻而将IC1的动作关闭,IC1的切换式升压稳压功能与低压降(Low-DropOut;LDO)功能在此时也就无法工作,因此大约只有1uA的漏电流通过分压线路以及1uA的电流流进IC1,因此在关机时电池的电流消耗大约只有2uA。


接着我们考虑加上电源供应后的功率需求,如果功率放大器必须产生0.6W的输出功率,而本身的效率为50%,那么它就需要1.2W的输入功率,假设采用50% duty cycle的运作方式,也就是说传送与接收的时间相等,那么输入功率放大器的rms功率为0.6W,在3.3V电源供应时这部份负载大约消耗180mA,如果数据机的其他部份需要40mA的话,那么整体无线通讯连结电源供应的需求大约为3.3V 220mA。


IC 1的升压稳压器可以由2.7V电源提供800mA或由任何已放电的锂离子电池(2.9V到3.0V)提供1A的电流,但尽管如此,功率放大器及其他的数据机硬体还是会透过比较没有效率的内部低压降稳压器来供电,额定值大约为300mA,并保证最低电流为220mA,主要原因为杂讯抑制,这个低压降稳压器在300kHz时提供大约38dB的PSRR,使得它拥有可以抑制VBOOST上PWM切换动作所产生杂讯的好处,为了简化或消除之后功率放大器电源电压以及高频发射的杂讯抑制需求,这个低压降稳压器内建的滤波动作使得它比较容易通过FCC标准发设杂讯的规定,而所得到的效率则大约为8.3%。


VBOOST会在VHH为3.3V左右时加以跟随,辅助电池在完全充电时电压高于VBOOST,但在放电末期电压则低于VBOOST,因此低压降稳压器与升压转换器就必须密切配合来提供所需要的升降压功能,虽然SEPIC、返驰式以及前向式组态也可以达到这样的升降压功能,但这些作法都需要体积较大而且价格较高的磁性储存元件,如变压器等,但这些在杂讯抑制能力不佳,因此由这个角度来看,(图一)中的电路与其他的作法比较起来最为优越。


接着我们讨论当数据机卡插入主机PCMCIA连接时所发生的状况,这个动作会使得两边的电源电路,包括接地端以及所有双向资料及控制信号线产生电气上的连结,主机可以使用EN信号线启动或关闭数据机的硬体,如果这个信号线在数据卡插入时为低电位,那么所有的数据机硬体功能都会被暂时关闭,而对低压降稳压器产生一个高阻抗状态。


IC2在主机电源VHH(额定值约为3.3V)透过连接器对C1充电后取得电源,而IC2最低工作电压的要求则恰巧就算是在VHH为最低限度时(低于额定值10%)还能提供适当的开机延迟时间,内建的15us延迟时间能够让VHH在电源稳定信号PG\输出成为低电位前达到稳定的状态,以用来通知主机数据机线路已经可以透过EN信号加以启动, PG\上的低电位同时也会将前面所提到的两个分压线路接地以用来作电池及升压稳压器的电压感测之用。


在VHH电压连接后,IC2在PG\变为低电位时将ONB\的电压拉低,而IC1也开始透过L1送出能量,透过R3/R4电路回馈将电压拉到3.7V左右,起初低压降稳压器并不动作,一直到VBOOST达到稳压状况时才会动作,而在低压降稳压器输出高于2.3V(基本上应该已经达到3.3V,因为VHH已经透过R2对C2充电)时IC1会进入电压追随模式,追随模式(Tracking mode)为IC1的一个特别功能,它会将VBOOST维持在高于低压降稳压器电压300mV左右的位准,主要由OUT与TRACK之间的连结所设定,这个300mV的余裕空间使得低压降稳压器就算是在输出在最高额定电流的情况下还能够维持稳压的状态,同时提供所需的杂讯抑制功能,由于追随模式可以将提升的电压值控制在最低但可用的电压范围,因此可以将浪费的电池功率消耗降到最低。


当IC1的FBLDO脚确认内部参考电压(约为1.23V)后即成为稳压运作状态,这个FBLDO电压由流经R5的电流产生,这个电流与流经R2的电流成正比,也就是说,IC2有以下的转换函数:VOUT=gm(VSENSE)R5,其中VOUT为R5两端的电压值,VSENSE为RS+与RS-两端点,也就是R2上的电压,gm则等于10-2 mho,在稳压状态时,VOUT=VFBLDO=1.23V,因此,


  • VSENSE=VFBLDO/(gm*R5)


  • 将VSENSE以VLDO=VHH+VSENSE的等式取代,


  • VLDO=VHH+VFBLDO/(gm*R5)


  • 将(图一)电路中的数值代入,


  • VLDO=VHH+1.23/(10-2*104)=VHH+12.3mV



将R5的值取10kohm使得监测器电压成为12.3mV,以这个数值为基础,我们可以利用选择R2值的大小来控制由LDO流向VHH的电流大小,例如在R2=1k[ohm],流经R2的电流大约为12uA。


选用IC2(高电压端电流感测放大器)的目的是为要使用阻值低、高瓦数的的精密电流感测电阻来精确测量高电压端的电流,在这个应用上比较特别是可以采用精确度10%低瓦数的电流感测电阻,如1/16W表面黏着包装式电阻,因为我们并不需特别注意到底有多少电流由LDO流向VHH,原因是它的数值非常地小。


这个高阻值(1k[ohm])电流感测器的另一好处是,就算是VLDO端短路或有不寻常的重负载产生时,只能透过R2由主机端抽取大约3.3mA的电流,并不足以造成系统的损害,但R2事实上也并不需要大到1k[ohm],IC2的耗电大约为800uA,因此以公式计算的结果,R2=12mV/800uA=15[ohm]就可以以低压降稳压器对IC2供电,而不需使用主机电源。


以另一种组态来看,IC2的V+端可以直接连接到低压降稳压器而非主机的电源输出端,这时IC2只有在上电的过程中才不使用低压降稳压器的电源,而是透过R2由VHH供电,这样的安排需要功率放大器与数据机硬体线路能够关闭,以便在低压降稳压器形成高阻抗负载的状况,使得只有极少量的电流流经R2,并使R2小到造成的压降还能让V+高于可以正常运作的最低电压(3V),如果VHH高于或等于3.6V,那么R2就必须小于375[ohm],这样的阻值可以确保IC2的0.8mA工​​作耗电流不会在VHH为最低额定电压(3.6V-10%)时造成高于0.3V的压降。


与R2并列的萧特基二极体D2、D3可以保护IC2不会被RS+与RS-间的过电压破坏,虽然它们会造成一些漏电流,但并不会影响整个电路的动作,与R5并列的电容器可以透过将低压降稳压器回馈端对地的高频杂讯消除以提供平滑且稳定的VLDO电压,就如前面所提到的,IC1内含一个没有特别限定输入与输出端的比较器,在这个电路中它被用来监测辅助电池的电压,并且在电量小到接近不足以维持供应无线通讯连结所需最低电压时用来警告主机端。


另外我们必须注意的是在(图一)中的线路不只能够处理我们以上所讨论的情况,例如它与其他适合将无线数据机与掌上型设备搭配时所用的通讯汇流排相容,这些汇流排包括Card-Bus以及目前逐渐兴起流行的USB(Universal Serial Bus),它同时可以接受高达5V的主机端供应电压,为了达到更高的效率,在某些应用上可以将功率放大器直接连结到VBOOST而非不需要连到VLDO,在这个情况下VBOOST就不需要追随VLDO,因此这些电压就可以透过独立的回馈电阻线路分别地加以控制。


IC1的工作电压大约1.1V,并可以抵达0.7V运作,因此就算是使用两个单元(two cells)的镍氢电池做为辅助电池也足以供应较低高频功率输出的应用,最后有一点必须注意的是,IC1通常在高负载时以低杂讯PWM稳压器的角色运作,切换频率则大约为300kHz,在必要时我们可以透过将它的频率与外部200kHz到400kHz范围之间的信号同步来控制它的谐振能量成份(使用CLK与SEL接脚),对于负载较轻的情况来说,由于发射与导通功率相对较低,因此我们可以透过相同的CLK/SEL接脚将IC1以脉冲频率调变(Pulse Frequency Modulation;PFM)的模式运作,将能够提供最高的效率及最长的电池使用寿命。


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