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浅谈行动电话射频接收器技术   【作者： Haroon Khan】2003年09月05日 星期五

浏览人次：【5544】 本文将介绍理想接收器的特性，但在开始时不会讨论有关成本、体积及功耗等问题。目前市场上大部分接收器在设计上都受到很多限制，例如印刷电路板的板面空间有限，物料的选择范围较小，而成本也有一定的限制，行动电话的设计尤其有很多难以克服的限制。零差接收器虽然外型更为小巧，设计更为简单，但仍有几个实施上的问题必须解决，因此对于系统设计工程师来说，设计零差接收器可说是一大挑战。 射频接收器之特性 所有接收器必须符合以下三个最重要的要求： ●灵敏度：能够侦测低功率讯号以及从中获取资料，但错误或位元错误率必须减至最低。例如，GSM标准规定载波电位为-102dBm，而位元错误率（BER）则不可超过2％，蓝芽标准则规定载波电位为－70dBm。接收端必须提供足够的增益，以便所产生的讯号电位可以驱动类比数位转换器（ADC）及基频晶片，但同时又要确保接收的讯号不会因杂讯也同时放大而完全被遮盖。 ●选择性：能够从强烈干扰性杂讯之中侦测需要的低电位讯号。有关的干扰可能是同频道、频带内或频带外的杂讯。许多讯号会同时进入接收器的前端，但只有一种讯号是需要的，因此其他讯号必须全部加以抑制，令其减弱至不会影响或损害所需的讯号强度，否则位元错误率便会上升。强烈的干扰也会减低LNA的灵敏度。 ●动态范围：能够侦测高功率的讯号，但又不会令讯号饱和并产生位元错误。例如，GSM行动电话有可能距离基地台只有几公尺或远至35公里，因此同一讯号在不同地方接收时便有不相同的电位。正因如此，动态范围是参考灵敏度临界值与饱和临界值的差。 超外差接收器设计 若谨记上述三个最重要的要求，按照这个原则便可构思一个可以发挥这三方面能力的参考设计。 (图一)所显示便是这个参考设计。这是一个超外差接收器的典型设计，提供单端不平衡输入/输出，以及为基频晶片提供经过正交二级降频的讯号。与零差架构相较超外差架构不会出现直流补偿及LO泄漏等问题。本文稍后会详细解释及讨论这些问题。采用更多滤波器可以提供更多频道以供选择，以及更有效抑制干扰，但这个设计比零差架构复杂及庞大。另一方面还要留意一点，零差接收器是其中一款最早被业界采用的接收器，但目前已被效能较卓越的超外差接收器所淘汰。 《图一 超外差接收器》 首先要解释的是前置选择器镜像抑制滤波器。该滤波器负责执行两个功能。若有任何频带外的大型阻塞讯号使前端系统达到饱和，这个滤波器可以提供保护，因为它是专为覆盖有关频带范围而设计，务求减少插入损耗以及尽快将讯号送出频带外。这是其第一个功能。第二个功能是可以作为镜像抑制滤波器使用，镜像频率可能在通带的数百兆赫之外，这要视所选用的首个中频频率而定，因此镜像抑制滤波器可在这个镜像频率下提供20至30dB的典型抑制。由于镜像抑制滤波器位于LNA之前，因此其杂讯将会直接加到整个接收器的系统杂讯之中。由于这个缘故，插入损耗必须极低，典型损耗不可超过0.5dB，这个损耗会直接降低灵敏度。这个设计的另一缺点是频带外的讯号输出也会较差，而刚好在通带外的较大讯号可以直达LNA。 大部分系统设计工程师在计算系统杂讯时都会无视天线产生的杂讯，但这是错误的，因为天线也是一个重要的杂讯源，会直接增加系统的杂讯。天线会有某种「杂讯温度」，而这个温度是天线增益模式与其环境温度的总和。杂讯温度可以利用以下公式表示： 《公式一》 在上述公式中，T是环境温度，G是任何方向的增益。地面温度约为300K，而天空温度则为3K。对于需要极高灵敏度的卫星接收器来说，这点极为重要，天线的增益应该主要针对来自天空的讯号，以免从较热的地面带回杂讯。以GSM行动电话为例，它的模式并不清晰，而且无法防止从地面及建筑物带回杂讯。 另一个因素是天线的效率。天线效率会影响天线从已有的讯号电能之中接收讯号的效率，亦即影响所接收讯号的总和。天线物料内的电阻损耗会减低其效率。 第二放大级是LNA，讯号一经接收之后，便会在LNA进行第一次放大。 LNA会尽量避免将杂讯引入需要的讯号之中，并尽量将需要讯号的波幅放大。因此LNA必须有较高增益及较低的杂讯干扰。若采用假同晶高电子移动性电晶体（pHEMT）这类离散电晶体LNA，效果会较理想。进行模拟时，这些晶片会产生0.5dB杂讯以及提供12dB的典型增益，但实际上1dB以下的杂讯可算相当不错了。 另外还有一个镜像抑制后置选择滤波器位于LNA之后。这个滤波器的功能与前置选择滤波器一样，因此必须加强其抑制能力，以便在镜像频率的范围内进一步减弱杂讯。镜像抑制后置选择滤波器除可以执行上述功能之外，也可将LNA已放大的部分杂讯过滤，灭少接收器的整体杂讯，从而提高其灵敏度。由于讯号已由这个放大器作出某种程度的放大，因此后置选择滤波器可以有较高的插入损耗，但又不会大幅减弱灵敏度。这要归因于杂讯数字的级联方式，有关数字可以利用以下Friis方程式表示： 《公式二》 因此，位于LNA之后的晶片并不像位于LNA之前的晶片产生这么多的接收器杂讯。高插入损耗滤波器的优点是频带外的讯号输出较为陡峭，确保可以在频带内更容易选择需要的讯号。 前端设计的建议 以上所说的前端系统由天线、LNA及两个置于LNA周围的滤波器所组成。 《图二 接收器前端》 围绕LNA电晶体的匹配网路是用来挑选smith图表上所列的最理想增益及杂讯数字点，可惜这两个点不是位于图表内的同一地方，因此必须寻找一个解决方案。这个设计的最重要目的是要取得无条件的稳定性，因此无论滤波器的输入阻抗有多大，LNA永远不允许出现振荡现象，不断振荡的LNA会令接收器无法进行侦测。 滤波器都在测试治具上设计，而这个治具设有​​宽频50(的输入/输出终端。在这样的情况下，滤波器便能有效抑制频带外的杂讯，而且插入损耗也较低，频带内的涟波也较少。若按照(图二)所示将滤波器与LNA及天线放置在一起，滤波器便不会再有宽频终端，因此通带之外会有大量频带内失真及抑制损耗。这一点必须仔细研究，确保LNA能为滤波器提供较好的输入/输出共轭配对。换言之，增益可能较少，而杂讯可能较多，但可以保持无条件的稳定性。在这个配对两边的LNA及滤波器在设计上必须放在一起，并视为一个单元，使两者可以互相支援。 《图三 前端的S21》 (图三)显示50(系统内的LNA及两个滤波器的S21，第一次将两者分开量度，第二次则一同量度。两次都采用网路分析器进行量度。需注意一点的是，合并线迹（trace）通带内的涟波是由LNA提供予滤波器的错误配对所引起。滤波器的形状出现扭曲，于是产生这个涟波，也导致高频没有被抑制。结果，整个频带内的灵敏度会出现差异。但这个情况也取决于有关频带内的前端级联杂讯数字有多大的差异。 降频 第一个中频部分设有射频混频器。该混频器将已放大的射频载波向下转为中频载波。这个混频器将增加一部分降频损耗。如果LNA的增益较高，灵敏​​度只会受轻微的影响。降频损耗也会产生频率和及频率差。但频率和（LO＋RF）很易便被位于混频器之后的SAW滤波器过滤，而频率差（RF－LO）则获准通过。这一放大级的SAW滤波器是用来选择频道。 有多个因素会影响中频的选择。首先，所选择的中频必须位于较静的频带内，而且必须没有其他发送器在附近作业，否则便会引起无法过滤的同频道干扰。若所选择的频率属于较低的中频（例如30MHz以下），即表示在这个频率下作业的SAW滤波器会有非常好的表现，亦即2-3dB的插入损耗及高Q，使附近频道的杂讯有较大的衰减。但由于有关镜像距离所需讯号只有60MHz，因此前端的镜像抑制滤波器无法提供太大的衰减。若选择较高的中频，镜像频率会有较大的衰减，但SAW滤波器不会有高Q。必须要在镜像及相邻频道抑制之间寻求一个理想的平衡点。 讯号进入最后降频级之前，可变增益放大器会先将讯号放大。若接收器的输入讯号非常小，可将可变增益放大器的增益调至最高，若输出讯号太大，则可调低增益，这样便可将可变增益放大器输出的讯号电位保持在一个较为恒定的水平，有助提高接收器的动态接收范围。 LO锁相回路的相位杂讯及稳定都是影响灵敏度的重要因素。相位杂讯会直接产生。 IQ向量的相​​位误差，最后会导致位元错误率的上升。为此，可将中频平均分开，以便进行最后阶段的降频，并将之转为直流，然后利用正交混频器将I与Q向量分开，经由两条不同的路径传送出去。若按照以上所说采用较低的中频，便必须另外采用镜像抑制混频器，而Hartley架构，如(图四)是其中一个例子。 《图四 Hartley架构》 A与B的部分可以利用数学方程式表达： 《公式四》

这些公式有一点非常重要，要特别加以留意。由于需要的讯号拥有相同的极性，因此相加后会产生相辅相成的作用，而镜像则拥有相反极性，因此相加后会互相抵销。

IQ向量的振幅处于直流四周，可变增益区块将这些向量振幅大幅放大及加以低通滤波，才让这些IQ向量进入类比数位转换器及基频部分。

再重看图一，并且重述其内容大要。我们可以利用许多不同元件，以便尽量满足接收器的三个最重要要求。有关元件包括杂讯极低、灵敏度极高的离散电晶体LNA、几个可用以选择频带及频道、并具有良好阻塞效应的滤波器、两个设有中频可变增益放大器的降频级以及可提高动态范围的IQ放大器。

但上述元件的采用并没有详细考虑可能会影响行动电话通讯世界发展方向的各个因素，例如手机的外型大小、成本及功率都有一定的限制。许多个案显示，这些限制造成很大的影响，以致射频效能的重要性也只能排第二位。新一代的接收器已较少采用较为笨重的滤波器及外置式LNA。

零差接收器

由于印刷电路板的板面空间极为有限，因此我们最好利用互补金属氧化半导体（CMOS）、双极互补金属氧化半导体（BiCMOS）、SiGe、GaAs等技术将接收器的主要功能整合到晶片内，这是一个较为理想的解决办法。但目前仍然无法将射频陶瓷及SAW滤波器内建于晶片之内，而LNA的杂讯比离散电晶体高。为了节省板面空间，第一中频放大级也省掉，使接收器成为采用直接降频的架构，这是超外差接收器未出现之前最先使用的接收器设计。由于行动电话市场竞争激烈，厂商竞相推出超薄型的手机，因此目前的趋势似乎回复到以前采用直接降频及较低中频接收器的时代。虽然这类接收器的效能会受到一定程度的影响，但由于目前的生产技术远比以前好，因此接收器本身仍然符合ETSI等业内的技术标准。

《图五 直接降频接收器》

可以再用前置选择滤波器将任何较大的干扰加以滤波，以免减低LNA的灵敏度。但这个设计与超外差接收器不同，前置选择滤波器并非镜像抑制滤波器，因为LO的频率与射频相同，镜像与所要的讯号重叠，并不会构成问题。采用直接降频设计的最大分别是并无中频，因此无需中频放大器、混频器、第一LO合成器以及SAW滤波器。由于以目前的晶片制造技术来说，仍然无法将SAW滤波器整合到晶片内，以节省大量印刷电路板空间。正交混频器及以相同频率作业的LO在同一步内便可将射频降频，并将之转为直流。由于电路都局限在一较小的面积内，因此要采用较为平衡的线路，以减低讯号耦合及杂讯。这个解决方案虽然远比其他方案小巧及便宜，但由于没有装设离散LNA，因此灵敏度受到影响，接收范围因为没有可变中频放大器而缩小，而频带/频道的选择范围也因为滤波较少而缩小。即使如此，这个设计的效能仍然非常理想，符合ETSI等技术标准。当然还有其他具体的问题需要解决，但对于超外差的设计来说，这些都不是无法解决的问题。

LO泄漏

由于前置选择滤波器通带的覆盖范围与LO的范围相同，天线泄漏多少LO完全取决于正交混频器能否将射频与LO完全分隔以及LNA的反向分隔。天线会泄漏大量功率，并在Rx频带内产生杂散讯号。因此研发工程师必须分别解决混频器及LNA的射频/LO隔离及反向隔离的问题，以便减低LO泄漏。为免LO溢出其范围而跳入射频通道，研发工程师必须小心构思设计布局，确保负责将LO由合成器传送至混频器以及将射频讯号由天线传送至混频器的线路不会出现过于密切的耦合现象，这一点非常重要。例如，晶片内的连线会幅射电波，这也是造成LO泄漏的原因。

直流补偿

LO泄漏也会产生另一更严重的问题。泄漏会由LNA、滤波器及/或天线反射回混频器，然后与最初的讯号同相位混合，经过降频之后会产生直流补偿。高直流增益的可变增益放大器会将输入基频晶片的讯号放大至饱和程度，以致所需的讯号无法侦测，令这个问题变得更为复杂。

在另一情况下，LO泄漏是造成小量直流补偿的另一原因。当LO漏出天线之外而成为杂散讯号，并在附近物体之间反射，最后再由同一天线捕回，在正交混频器内造成重覆混频。虽然这个再次捕回的LO讯号振幅较小，但振幅可能与所需讯号的振幅不相上下，而且由于讯号渐渐减弱以及行动电话本身有很多通道，捕回LO的振幅会迅速波动，令基频晶片出现急速转变的直流补偿，系统也因此无法不时作出校正补偿。

但目前有多个方法可以校正可变系统的补偿。以(图六)所示的TDMA系统为例来说，可以利用一段空出的时间将补偿值储存在电容器内，而这个储存的数值可以在真正接收讯号时才用来校正补偿。只要重覆多次进行储存，便足够为移动物体所造成的波动振幅作出补偿。

《图六 TDMA系统如何消除补偿》

另一个较为简单及有效的方法是加设一个图五所示的交流电耦合滤波器，将讯号的直流部分滤出。但这个方法也有其缺点，因为大部分所需的电能都集中在直流内，而滤波过程也将这些需要的电能一并过滤掉。较为可行的方法是将需要的电能转移至较低的中频讯号，交由类比数位转换器处理。按照这个设计，直流部分被交流电耦合滤波器加以抑制，而需要的电能则全部可以通过。

这个设计需要一个较低的中频接收器，可在同一步内完成降频，但采用的架构与直接转频系统相同，只有LO偏移至稍为远离射频部分，以便产生较低的中频，例如GSM系统的100KHz。但又要重新面对镜像的问题。镜像讯号与所需讯号相差只有200KHz，无法利用前端滤波器加以抑制，因此必须采用镜像抑制混频器（如图四所示的Hartley）。

中频杂讯

中频或闪烁杂讯的产生是所有半导体必有的现象。在正常情况下，这些杂讯会在正交混频器进行降频时与直流电路耦合。中频杂讯电位通常极低，但混频器的讯号电位也同样很低。若讯号的参考灵敏度为-102dBm，LNA的增益为10dB，SAW滤波器的损耗为3dB，降频的讯号电位为-95dBm。其电位大小约为毫微伏（nano-volt），而中频杂讯占整个讯号电位的很大部分。只要提高LNA增益，并小心构思布局，将会有助改善情况，否则其灵敏度会比超外差接收器还低。超外差接收器设计的优点是讯号可在第一个中频放大级大幅放大，令中频成为整个讯号的一个微不足道的部分。

IQ错配

所有正交调变电路（例如GMSK、QAM等）都需要正交降频的支援，而整个降频过程需要将LO的其中一个分支的相位转移90(，如图五及图一。但这个90(的相位转移永远无法做到完美，而且一定会出现一些相位及增益上的错误，以致与IQ向量造成错配，增加位元错误率及减低参考灵敏度。LO频率越高（如DCR或较低的中频），错误也越多。这个现象也再次显示超外差架构比DCR更适合现今的环境，因为前者采用较低的中频。(图七)显示相位及增益如何扭曲QPSK讯号的载波分布图。

《图七 IQ错配的影响──载波分布图在理想及扭曲情况下的比较》

半导体技术

《表一 蜂巢式移动电话设计常用的各种不同半导体制程》

用于基频系统的数位元件若采用CMOS技术制造效能会比较理想，因为CMOS能够提供所需较高闸密度。但对于接收器所采用的射频晶片如混频器及LNA等来说，BiCMOS及SiGe似乎是较为理想的选择。例如，BiCMOS的LNA的杂讯一般只有1.9dB，若采用SiGe技术，杂讯可降低至1.5dB。有一点需要注意，这个杂讯水准仍然远比离散pHEMT的1dB或以下的杂讯差。

结论

射频系统在无线通讯产品中，攸关着整个产品是否能稳定正常的运作，讯号的完整性就是最重要的考量，不论是从设计架构的角度或是制程材料的方式，使杂讯度降到最低，相信是所有射频研发工程师追求的方向。本文透过超外差架构与半导体制程技术的简单介绍，希望对此领域的研发人员有所帮助。

（作者为NS欧洲分公司RF高级应用工程师）