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可解決升壓式轉換電路問題的智慧型固態保險線路
 

【作者: Gene Carey & Michael Hess】   2000年02月01日 星期二

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大部份以電感為基礎的非同步式升壓轉換線路(Boost Converter)在電源與負載之間都存在一個直流電流通路,如(圖一),這個通路有兩個不良的影響,第一,如果輸出接地或者是其他過載的情況造成大電流輸出超過數百個微秒時,通常為蕭特基(Schottky)型式的抓取(Catch)二極體可能會被破壞;第二,如果因為某些原因,如蓄意地關閉等造成切換的動作暫停時,負載端的電壓會暫時成為供應電壓減去一個二極體壓降的位準,結果可能會因為這個暫態電壓不在負載電路原先所設計的穩定工作範圍之內,而造成不確定的電路行為。



《圖一 》
《圖一 》

以上的這些問題在較低輸出電流(<5A)的應用中,可以利用單晶化的電流模式控制器搭配上高電壓端的電流感測線路來加以解決,這類的線路利用一個能夠在關閉電源或者是輸入電源移除時能夠加以關閉的同步切換電晶體來取代抓取二極體,在升壓動作關閉時這個內部的電晶體可以加以關閉以切斷直流電流的通路,因此從負載端看來就會成為一個高阻抗狀態的隔離通路,而當升壓動作正常動作時,電路中採用高電壓端電流偵測的週期性電流感測機制將可以保護電路免於內部電流過大所造成的破壞,過熱保護的功能就提供了一個安全的運作空間。


但是對具有更高輸出電流的應用而言,成本的考量使得單晶化元件同步切換的方式變得不切實際,實現負載隔離的功能需要一顆控制器之外的外部高電壓端開關,雖然採用分立式元件的高電壓端電流偵測電阻以及同步切換電晶體的電流模式組態看來可行,但是這樣的作法會受到電路板的寄生電容以及佈線所影響,特別是在較高的切換頻率時,而且當系統的輸入電壓較低(<3.6V)時,設計的複雜度也會相對地提高。


雖然同步高電壓端外加開關在較高的電感峰值電流(>5A)時技術上雖然可行,但是以這篇文章所要討論的中等電感電流(約1.5A到5A)而言,成本與複雜度的考量比起溫度以及效率的考量還要重要,因此採用一個簡單的抓取二極體自然就成為最可行的解決方案,這時所面臨的挑戰就成為能夠再繼續使用簡單的抓取二極體,及升壓組態時還能達到所需的負載隔離功能。


在這裏我們提供了一個簡單而且聰明的解決方案,在(圖二)中我們利用MAX668控制器來處理由較低輸入電壓升壓的重要工作,這顆電流模式升壓控制器推動一個位於低電壓端的邏輯位準、n-通道、加強型MOSFET電晶體,並串聯一顆低電壓端的電流感測電阻,在圖二中這些元件並沒有明白表示,而是把這個線路以及MAX668以方塊形式來代表,以避免影響負載連接以及隔離功能的說明,高電壓端的開關是一個蕭特基抓取二極體,主要考量是它擁有較低的前向壓降,目前這已經成為標準的作法。較為簡單的升壓式組態依舊不變,在這個應用上我們可以由3.3V升壓到5V並且提供達3A的負載電流,MAX668只能夠對3V以上的電壓加以升壓,而MAX669則可以接受低達1.8V的電源電壓輸入。



《圖二 》
《圖二 》

要實現一個智慧型負載隔離的關鍵元件為p通道加強型MOSFET電晶體Q1,如(圖二)所示,系統能夠啟動這個升壓電路(/ON)或者是將它關閉(OFF),在關閉的過程中二極體D1會導通,並在MAX810L的電源端產生3.3V減掉一個二極體壓降的電壓,MAX810L是一個採用SOT23-3包裝的小型化電源啟動重置(Reset)元件,靜態耗電大約只有24uA,並且保証的工作電壓可以低達1V,在這個應用中,由於MAX810L的重置臨界電壓為4.65V,因此輸出就成為高電位,將迫使電晶體Q1關閉並且把負載與電源加以隔離。


MAX668的反饋電阻在設計上選用可以讓元件在離開關閉狀態時產生5V的電壓輸出,但逐漸上升的輸出電壓超過MAX810L的輸入臨界點時,內部的單擊(One-shot)觸發電路會啟動大約240ms,在這段時間經過以後,MAX810L的輸出就會成為低電位並促成Q1成為導通狀態。


在電晶體Q1導通時,MAX810L會持續監測電源是否有電流過載的情況產生,在過載情況發生時會造成輸出低於MAX810L內部設定的臨界電壓值,使得它的輸出成為高電位,延遲時間則只有短短的20us,然後將電晶體Q1關閉形成與負載隔離的狀態,接著MAX668的升壓動作又會把MAX810L的輸入電壓提升到高於它的臨界值,在設定的時間間隔之後,MAX810L就會自動地重新連接負載,這樣的動作會持續反覆進行,直到造成過載的狀況解除或是升壓電路關閉為止,因此電晶體Q1與MAX810L就形成了一個智慧型的固態開關線路。


微功率元件MAX810L擁有推拉式(Push-pull)的輸出結構,在提供電流時的等效電阻約為6kohm,而在吸入電流時則會約為125ohm,在這顆元件開啟與關閉的過程中,這些電阻將會與電晶體Q1的米勒(Miller)電容以及所形成的接地電容(Cgs)作用,延緩整個動作的速度,我們假設整體的等效電容值為5000pF,與MAX810L吸入電流動作時125ohm的等效電阻作用的話,那麼這個大型電晶體的RC時間常數大約為0.6us,因此電壓轉換的完成時間大約為10倍的RC常數:10RC=6us。


而要將這顆相同元件予以完全關閉大約需要48倍(6k/125)的時間,這樣的方式基本上可行,但是真正的關閉動作會在輸出電壓(VOUT)達到加強型電晶體的臨界電壓(Vth)時真正發生,遠早於10倍的時間常數,以Q1/MAX810L的組合作為固態保險裝置來說,這樣的關閉時間基本上是在一個可以接受的範圍,但在另一方面,導通時間可能就會造成問題,會依負載啟動時電流消耗的大小與導通電晶體源極旁路電容與汲極旁路電容的比率而定,如果啟動時負載電流較小且C1大於C2的話,那麼FET電晶體快速的導通時間只會造成MAX810L輸入端電壓些微的壓降,不足以觸發重置的動作,在這種情況下,最節省成本的電路組態實現方式就如(圖二)中所示。


如果外部負載或者是C2的充電動作在啟動時造成較高的電流消耗,那麼Q1的快速導通動作就可能會造成MAX810L發出一個重置的信號,因此我們可以加入一個RC電路來延長導通所需的時間,請參考(圖三),這些元件值的適當選擇可以讓負載維持數個MAX668的切換週期時間,使得它的輸出電壓維持在重置的臨界電壓之上。雖然我們需要延緩Q1的導通時間,但卻不希望延緩它的關閉時間,因此我們在電路上加入一顆與電阻器並聯的蕭特基二極體,用來加快對過載或非預期狀況下Q1電晶體的關閉動作。



《圖三 》
《圖三 》

這些線路需要一個邏輯位準、p通道的MOSFET電晶體,如Q1,來加強通道並取得較低的導通電阻(Rds(on)),如果電晶體Q1的導通電阻大到可以造成足夠的壓降,特別是在低輸出電壓應用或者是負載與電源距離較遠時,我們可能需要在電晶體Q1的汲極端加以穩壓,為了達到這個效果,我們必須要將寄生電容控制到最小,同時需要有較好的電路怖線技術,這個遠端穩壓的功能可以透過採用一個以SOT23包裝的SPDT低電壓類比開關MAX4544來達成,並且透過MAX810L的輸出狀態來控制,請見(圖四)。



《圖四 》
《圖四 》

在這裏MAX4544是以符合資料規格中所規定最低達2.7V的電壓條件來運作,當輸入電壓為3.3V並且經過蕭特基二極體0.3V的壓降後,MAX4544以及MAX810L在升壓轉換功能關閉時依舊能夠正常動作,MAX810L的輸出在關閉時為高電位,將MAX4544的COM接點連接到NO,也就是Q1的源極,當升壓轉換動作啟動時,連接到MAX4544 COM接腳的電阻就提供了連接到MAX668的反饋迴路,MAX4544在5V電源情況下導通電阻最高為60ohm,因此反饋電阻的電阻值就必須要夠大,大得足以將輸出電壓的誤差影響降到小,MAX4544在3V電源下的導通電阻最高只有120ohm,因此就算是在較低的輸出電壓情況下MAX4544的切換誤差也能夠小到可以忽略。


當升壓電路啟動並且經過預設的延遲時間之後,MAX810L的輸出成為低電位並且導通Q1與負載連結,同時MAX810L的輸出也造成反饋電阻切換到與Q1的汲極連接,因此能夠達成遠端負載輸出電壓的穩壓效果。這個動作同時也會將MAX810L的輸入端切換到電晶體Q1的汲極,因此可以用來監測負載端的過載情況,這樣的安排在電晶體Q1的導通電阻於最大負載電流時造成超過大約1%的壓降時特別有用,這種情況在5V電源時如果Rds(on) ≧50mohm@≧1A時可能會發生。


在電流過載的情況下,MAX810L的輸出會成為高電位,並且透過蕭特基二極體快速地將電晶體Q1予以關閉,同時它也將自己以及反饋電阻切換回電晶體Q1的輸入端(源極),這樣的組態將能夠讓升壓的輸出有機會回到穩壓的狀態,接著MAX810L就會重新與負載連接,而這個動作則會持續重覆直到過載的狀況解除。


MAX4544先斷開再閉合的切換動作相當快速(10ns),因此在反饋電阻上加上一個小型的電容就能夠維持斷開期間的輸出電壓,以避免干擾MAX668的反饋迴路,同時也提供MAX810L的電源,為了避免對MAX668的轉態響應造成影響,這個電容值大小的選擇必須要大到能夠在斷開時間內避免過度的放電,同時還要小到能夠在與MAX4544導通電阻作用時確保維持夠小的時間常數。MAX4544的切換控制輸入端並沒有史密特觸發裝置,但是能夠容忍緩慢變化的邏輯位準信號,這些信號會造成在轉換時由電壓供應端到地10<sup>4</sup>A等級的漏電流,MAX4544在達到切換臨界電壓時,真正的切換動作非常地快速。


當採用MAX669來將2.5V甚至是更低的電壓做升壓輸出動作時,我們可能需要一個負電壓來加強Q1的動作,舉個例來說,連接到LX端的廉價分立式充電幫浦電路可以產生-Vout+Vd的電壓,請參考(圖五),以2.7V的輸出電壓為例,這個電路在標準pn二極體上產生-2.0V的電壓,而在蕭特基二極體上則會產生-2.4V的電壓,這個電壓會在升壓轉換器啟動期間出現,並且提供給MAX4544一個負電壓供應(MAX4544的電源電壓範圍為12V),並作為電晶體Q1的偏壓。雖然電晶體Q1在MAX810L輸出為低電位時會導通,但是由於MAX810L的接地端是以負電壓充電幫浦電路的輸出為參考點,因此它的重置臨界電壓無法正確地偵測真正的輸出電壓,因此我們就將MAX810L的接地接腳連結到地電位,而將它的輸出用來驅動一個由電晶體Q2與Q3組成的電壓移位線路,因此Q1的閘極就會被拉到負電源電壓位準以便從事導通的動作。



《圖五 》
《圖五 》

MAX668擁有在輕載時脈衝頻率調變(Pulse Frequency Modulation;PFM)的Idle Mode<sup>(TM)</sup>,可以讓它在負載電流較小時跳過充電的脈衝,當脈衝被跳過時,Q2的射極電流(由R1所控制)將會對C3放電,這個動作可能會造成MAX4544電源電壓的不足,甚至是在主要電源輸出穩壓時都會發生,因此這個效應會造成內部類比開關導通電阻的大幅增加,而將MAX668的反饋電壓拉向地電位。接著MAX668會嘗試透過提升輸出電壓來加以補償,但卻可能會造成過電壓的情況,因此我們必須確認反饋電阻(主要輸出電源的最小直流負載)小到足以將Vout輸出的放電動作比C3透過Q2射極電流的放電動作較早完成,不管Q1是否導通,以下的不等式可以作為我們計算C3電容值時的參考:


  • (Vout-Vbe) /(R1*C3) < Vout/[(Ra+Rb)*(C1+C2)]



在正常PWM運作,沒有跳過充電脈衝的情況下,C4可以比C3還要小,但是需要跳過的脈衝越多,C4的值就必須越大,當脈衝跳過動作完成後升壓動作回復運作時,由於Q2為關閉狀態,因此C4必須大到足以讓C3比C1更早完成完全充電的動作。


在(圖三)與(圖四)中有許多的元件以及連線都為對MAX668的反饋迴路造成影響,這些元件上的任何一個錯誤都可能會造成Vout過電壓而對負載造成破壞,為了增加安全性,我們在MAX668 FB接腳與C1之間加上一個齊納二極體(陽極接到FB),提供一個可以將輸出電壓箝位在(Vz + V#sub#FB#/sub#)電壓位準的本地迴路,為了避免過大的過電壓情況發生,我們將齊納二極體的值依最高穩壓輸出減去最大V<sub>FB</sub>電壓來選擇。


如果系統必須在升壓動作運作的同時分別控制多個獨立的負載,那麼我們改用MAX812來取代MAX810,MAX812為採用SOT-143包裝,擁有4根接腳的元件,其中的第4根接腳可以作為手動重置應用使用,但是它也可以用來做為遮敝每個智慧型固態保險電路的邏輯位準,強制本地端負載與電源升壓輸出的隔離之用,這樣的作法可以讓我們獨立地控制每個連接到主要升壓電源的負載。


最後有一點必須注意的是,這個智慧型的固態保險技術,可以在不需電源週期幫助的情況下自動重置,不需零件替換或現場檢修,不僅僅可以應用在升壓轉換的輸出上,還可以應用在幾乎所有的系統中用來作為直流通路的保險線路,而不管電壓的輸出值為何,但是高於60V的電壓可能需要非邏輯位準的FETs,並且要在MAX810的輸出端加上電壓移位電路。


透過謹慎選擇兩個精密電阻作為較高電壓應用的外部偏壓控制,我們可以將固態保險線路設定在供應電壓內的預設電壓下被觸發,請見(圖六)。舉個例來說,如果我們要保護一個-48V的電壓避免過電流狀況的發生,由於電壓為負值,因此我們在電源通路而不是接地端加上保險線路,在此我們採用n通道FET電晶體加上MAX809T重置元件,MAX809T的重置輸出極性與MAX810L正好相反,在正常的運作情況下供應電壓可以低達-36V,請見(圖七),而設計的等式運算如下:



《圖六 》
《圖六 》

《圖七 》
《圖七 》

MAX809T在不同的溫度情況下最高的靜態耗電流為100uA,而通過Rh與RL兩顆電阻的電流必須最少為偏移電壓靜態電流的100倍以便將它的影響降到最低,36/(Rh+RL)=10mA,因此


  • (Rh+RL) = 3600 Ohms



由於MAX809的臨界值比起偏移後的電源電壓還要小得多,因此RL必須比Rh小,大約是Vthreshold/(Vthreshold+Vsupply-strip)=3/(36+3)=0.077的比例,因此MAX809T的靜態耗電流(Iq)大約流經(Rh+RL)的93.3%,造成約0.336V的電壓變化,如果我們將這個值也考慮進去,將我們計算Rh與RL電阻值的電壓改為36V-0.336V=35.664V,Rh與RL採用精密度為1%的電阻,Vsupply-trip=35.664V,這個臨界狀況會在MAX809T的臨界值為最小時發生(3.15V,在-40<sup>o</sup>C到+85<sup>o</sup>C的溫度範圍內)。


  • 35.664V[RL(0.99)/RL(0.99)+Rh(1.01))] = 3.15V


  • 因此我們所計算得出的RL與Rh分別是323.81ohm與3276.19ohm,而能選用最接近的1%電阻值為320與3280,將這些電阻值與100uA的靜態電流一起考量,最高的偏壓後電源電壓為36.09V,比36V稍高,但這個結果只有在所有的誤差都在最壞的情況下才會發生,因此在實際的應用上並不常見,在大部份的應用中這樣的設計事實上相當可行,MAX809T的正常臨界電壓所得到電壓差為-34.65V。Rh電阻必須擁有0.5W的功率規格,當供應電壓高於最低限度時,RL上的電壓會超過MAX809T額定的最高輸入電壓,因此我們必須要在RL上加上一顆5V+-5%的齊納二極體作為保護(圖七)。


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