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直接透過汽車電池輸入進行DC-DC轉換
5A、3.3V和5V電源符合嚴格EMI輻射標準

【作者: Zhongming Ye】   2021年01月19日 星期二

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在嚴苛的汽車和工業環境中,其雜訊敏感型應用需要適用於狹小空間的低雜訊、高效率降壓穩壓器。通常會選擇內建MOSFET功率切換開關的單晶片式降壓穩壓器,而相較於傳統控制器IC和外部MOSFET,這種整體解決方案的尺寸相對較小。可在高頻率(遠高於AM頻段的2 MHz範圍內)下操作的單晶片式穩壓器也有助於減小外部元件的尺寸。


此外,如果穩壓器的最小導通時間(TON)較低,則無需中間穩壓,可直接在較高的電壓軌上操作,從而節約空間並降低複雜性。減少最小導通時間需要快速切換邊緣和最小死區時間控制,以有效減少切換損耗並支援高切換頻率操作。


而另一種節省空間的方式,是減少所需的元件數,以滿足電磁干擾(EMI)標準和散熱要求。遺憾的是,在很多情況下,簡單地縮減轉換器尺寸難以滿足這些需求。本文介紹的先進解決方案不僅可節省空間,同時更可實現低EMI和卓越的散熱性能。


選擇切換模式電源轉換器是由於其效率高,尤其是在高降壓比下,但需要權衡切換操作產生的EMI因素。在降壓轉換器中,切換中的快速電流變化(高di/dt)和熱迴路中寄生電感導致的開關振鈴會產生EMI。


EMI只是系統設計工程師在嘗試設計精巧型高性能電源時必須考慮的參數之一。許多關鍵設計約束通常相互衝突,需要在設計限制和上市時間方面做出重大妥協。


提高EMI性能

要減少降壓轉換器中的EMI必須儘量減少熱迴路的輻射效應,並使源極訊號最小。有多種方式可減少輻射EMI,但其中很多也會同時降低穩壓器的性能。


例如,在典型的分立式FET降壓穩壓器中,透過外部閘極電阻、升壓電阻或緩衝器來降低切換邊緣的速度,以減少EMI,這也是符合汽車工業嚴格的輻射排放標準的最後一種解決方法。


而這類快速解決EMI問題的方式,均是以損失性能為代價,例如效率降低、元件數目增多,解決方案尺寸加大等。切換邊緣速度慢則會增加開關損耗和工作週期損失。轉換器必須在較低的頻率下操作(例如,400 kHz)才能獲得令人滿意的效率,並通過強制性電磁輻射EMI測試。


圖1顯示了分別具有快速切換邊緣和慢速切換邊緣的典型切換節點電壓波形。如圖所示,切換邊緣速度明顯變慢,導致開關損耗增加,最小工作週期或降壓比顯著增加,更不用說對性能產生的其他負面影響。


圖1 : 慢速切換邊緣表示除了操作週期損耗之外,還存在大量切換損耗。
圖1 : 慢速切換邊緣表示除了操作週期損耗之外,還存在大量切換損耗。

降低切換頻率也會增加轉換器電感、輸出電容和輸入電容的物理尺寸。同時,需要使用一個大尺寸π濾波器以便通過傳導輻射測試。隨著切換頻率降低,濾波器中的電感L和電容C需相對會增大。在低壓線路滿載條件下,電感電流額定值應大於最大輸入電流。因此,前端需要使用一個大尺寸電感和多個電容以符合嚴格的EMI標準。


例如,在400 kHz(而不是2 MHz)切換頻率下,除了增加電感和電容的尺寸外,EMI濾波器中的電感和電容也必須相對較大,才能達到汽車應用中的傳導EMI標準要求。其中一個原因是它們不僅必須衰減400 kHz的開關基頻,還必須衰減高達1.8 MHz的所有諧波。操作頻率為2 MHz的穩壓器就沒有這個問題。圖2為2 MHz解決方案和400 kHz解決方案的尺寸對比。


圖2 : 2 MHz解決方案與400 kHz解決方案尺寸對比。
圖2 : 2 MHz解決方案與400 kHz解決方案尺寸對比。

遮罩可能是減少電磁輻射的最後一種補救方式,但遮罩需要佔用空間,而應用可能無法提供,並且需要進行額外的機械設計和測試反覆運算。


為避開AM頻率頻寬並保持較小的解決方案尺寸,汽車應用首選2 MHz或更高的切換頻率。避免AM頻段後,就只有確保將高頻雜訊(也稱為諧波)和開關振鈴降至最低的問題。遺憾的是,高頻切換通常會導致電磁輻射從30 MHz增加到1 GHz。


有些切換穩壓器具有快速乾淨的切換邊緣,可減少EMI,如ADI Power by Linear系列中的Silent Switcher元件。我們先來看看其他一些有用的功能。


展頻頻率調變(SSFM)是一項在已知範圍內使系統時脈抖動的技術,由此將EMI能量分佈在頻域上。雖然普通切換電源所選的切換頻率通常會在AM頻段之外(530 kHz至1.8 MHz),但在AM頻段內,未經調變的切換諧波仍可能不符合嚴格的汽車EMI要求。添加SSFM功能可明顯減少AM頻段內及其他區域中的EMI。


圖3顯示了一個超低EMI且高效率的12 V至5 V/5 A轉換器,其使用LT8636 Silent Switcher單晶片式降壓穩壓器在2 MHz切換頻率下工作。圖4顯示了測試示範電路在14 V輸入和5 V、5 A輸出時的傳導和輻射EMI性能。在前端,小電感和陶瓷電容有助於濾除傳導雜訊,而鐵氧體磁珠和陶瓷電容有助於減少輻射雜訊。兩個小陶瓷電容放在輸入和接地接腳上,將熱迴路面積減至最小,同時分離熱迴路,幫助消除高頻雜訊。



圖3 : 展頻模式下的超低EMI LT8636 5 V/5 A降壓轉換器,峰值電流為7 A,工作電壓5.7 V至42 V。
圖3 : 展頻模式下的超低EMI LT8636 5 V/5 A降壓轉換器,峰值電流為7 A,工作電壓5.7 V至42 V。

圖4 : 具有和沒有展頻模式的CISPR 25電磁輻射EMI。
圖4 : 具有和沒有展頻模式的CISPR 25電磁輻射EMI。

為改善EMI性能,電路設定為在展頻模式下操作:SYNC/MODE = INTVCC。使用三角頻率調變來調節切換頻率,調節範圍為RT設定的值到比該值約高20%,即LT8636設為2 MHz時,在3 kHz速率下,頻率將在2 MHz至2.4 MHz之間變化。


從傳導EMI頻譜可以明顯看出,峰值諧波能量被分散開來,從而降低了任何特定頻率的峰值幅度—由於展頻功能,雜訊至少減少了20 dBμV/m。從輻射EMI頻譜也可以明顯看出,展頻模式也可以減少輻射EMI。該電路符合嚴苛的汽車級CISPR 25 Class 5輻射EMI要求,僅需在輸入側使用簡單的EMI濾波器。


整個負載範圍內的高效率

汽車應用中的電子元件數量只增不減,大多數元件的每次設計反覆運算都需要更多的電源電流。主動負載電流如此高,重載效率和適當的熱管理就成為首要考慮因素,可靠的運行取決於散熱管理,不受控制產生熱量可能會導致代價高昂的設計問題。


輕負載效率同時也為系統設計人員所關注,由於電池使用壽命主要取決於輕負載或空載時的靜態電流,因此輕負載效率和重負載效率一樣重要。必須在矽晶和系統級設計中權衡滿載效率、空載靜態電流和輕載效率。


為了在滿載時達到高效率,應最小化FET(特別是底部FET)的RDS(ON),這看起來很簡單。但是,具有低RDS(ON) 的電晶體的電容通常相對較高,切換開關和閘極驅動損耗隨之增加,也會增加晶片尺寸和成本。相反的,LT8636單晶片式穩壓器具有很低的MOSFET傳導電阻,在滿載條件下的效率很高。LT8636在靜止空氣中的最大輸出電流為5 A連續電流和7 A峰值電流,沒有任何額外的散熱片,因此可簡化設計可靠性。


為了提高輕負載效率,在低漣波Burst Mode下操作的穩壓器將輸入電容充電至所需的輸出電壓,同時最小化輸入靜態電流和輸出電壓漣波。在Burst Mode下,電流以短脈衝的形式傳遞到輸出電容,然後進入相對較長的休眠期,在此期間,大多數控制(邏輯)電路關閉。


為了提高輕載效率,可選用更大值的電感,因為在短脈衝期間可向輸出傳遞更多能量,降壓穩壓器也可在每個脈衝之間的休眠模式下保持更長時間。透過盡可能延長脈衝之間的時間,儘量減少每個短脈衝的開關損耗,單晶片式降壓轉換器靜態電流可在單晶片式穩壓器(如LT8636)中達到2.5 μA。而市場上的典型零件為幾十甚至幾百μA。


圖5顯示使用LT8636的汽車應用由12 V輸入提供3.8 V/5 A輸出的高效率解決方案。電路在400 kHz下運行可達到高效率,並使用XAL7050-103 10 μH電感。在低至4 mA和高至5 A的負載下,可保持90%以上的效率。峰值效率在1 A時為96%。


圖5 : 採用XAL7050-103電感的12 V至3.8 V/5 A解決方案的效率(fSW = 400 kHz)。
圖5 : 採用XAL7050-103電感的12 V至3.8 V/5 A解決方案的效率(fSW = 400 kHz)。

圖6顯示該解決方案1 μA至5 A時的效率。內部穩壓器由5 V輸出通過BIAS接腳供電,以盡可能降低功耗。峰值效率達到95%;由13.5 V輸入提供5 V輸出的全負載效率為92%。對於5 V應用低至30 mA的負載,輕載效率保持在89%或以上。轉換器在2 MHz下運行,測試用電感為XEL6060-222,以優化相對精巧型解決方案中的重負載和輕負載效率。使用更大的電感,可將輕負載效率進一步提高到90%以上。 回饋電阻分壓器中的電流以負載電流形式出現在輸出端時降至最低。.


圖6 : 使用XEL6060-222電感和LT8636的13.5 V至5 V和3.3 V解決方案的效率(fSW= 2 MHz)。
圖6 : 使用XEL6060-222電感和LT8636的13.5 V至5 V和3.3 V解決方案的效率(fSW= 2 MHz)。

圖7顯示該解決方案在4 A恆定負載和4 A脈衝負載(共8 A脈衝負載)以及10%操作週期(2.5 ms)下的熱性能 — 靜止空氣環境室溫下,13.5 V輸入。即使在40 W脈衝功率和2 MHz切換頻率下,LT8636外殼溫度都保持低於40°C,使得電路在沒有風扇或散熱片的情況下也能短時間內以高達8 A電流安全運行。由於採用增強散熱型封裝技術,並且LT8636在高頻率下具有高效率,因此採用3 mm × 4 mm LQFN封裝可實現這一目標。


圖7 : 3 mm × 4 mm LT8636在13.5 V至5 V/4 A恆定負載加4 A脈衝負載(10%操作週期)下的熱圖顯示溫度上升。
圖7 : 3 mm × 4 mm LT8636在13.5 V至5 V/4 A恆定負載加4 A脈衝負載(10%操作週期)下的熱圖顯示溫度上升。

透過高頻操作縮小解決方案尺寸

汽車應用中的空間越來越寶貴,因此必須縮小電源尺寸以便置入電路板中。提高電源切換頻率可使用電容和電感等較小的外部元件。此外,如前所述,在汽車應用中,高於2 MHz(或低於400 kHz)的切換頻率可將基頻保持在AM無線電頻段之外。我們來比較一下常用的400 kHz設計和2 MHz設計。在這種情況下,增加五倍切換頻率達到2 MHz會將所需電感和輸出電容減少到400 kHz設計的五分之一,這似乎很容易。然而,由於使用高頻解決方案本身就需要進行一些權衡考量,因此即使支援高頻的IC,也可能無法在許多應用中使用。


例如,在高降壓比應用中的高頻操作需要較低的最小導通時間。根據方程式VOUT = TON × fSW × VIN,在2 MHz操作頻率下,需要約50 ns的最小切換導通時間(TON)才能透過24 V輸入電壓產生3.3 V輸出電壓。如果電源IC無法實現此低導通時間,則必須跳過脈衝以保持低穩壓輸出—實質上無法達到高切換頻率的目的。換言之,等效切換頻率(由於脈衝跳略)可能在AM頻段。由於最小切換導通時間為30 ns,LT8636允許在2 MHz下直接從高VIN轉換為低VIN to low VOUT 。與之相比,許多元件限制為最小>75 ns,這就需要它們在低頻率(400 kHz)下操作,從而實現更高的降壓比以避免脈衝跳略。


高切換頻率的另一個常見問題,是開關損耗趨增。與開關相關的損耗包括開關導通損耗、關斷損耗和閘極驅動損耗—都與切換頻率近似線性相關。縮短開關導通和關斷時間可改善這些損耗特性。LT8636開關導通和關斷時間很短,不到5 V/ns,可實現最小死區時間和最小二極體時間,從而降低了高頻下的切換損耗。.


本解決方案中使用的LT8636採用3 mm × 4 mm QFN封裝以及具有整合電源開關的單晶片式結構,同時提供所有必需的電路功能,共同構成PCB佔用空間最小的解決方案。IC下方的大面積外露接地焊墊通過極低的熱阻(26°C/W)路徑將熱量引導到PCB,從而減少了額外的熱管理需求。此封裝採用FMEA相容設計,Silent Switcher技術減小了熱迴路的PCB面積,因此使用簡單的濾波器即可輕鬆解決這種高切換頻率下的輻射EMI問題,如圖3所示。


結論

只要精心選擇IC,則無需反覆權衡考量就可以生產出適合汽車應用的精巧型高性能電源。就是說,可以同時實現高效率、高切換頻率和低EMI。為了舉例說明可實現的精巧型設計,本文中的解決方案選擇使用LT8636,這是一款採用3 mm × 4 mm LQFN封裝的42 V、5 A連續/7 A峰值單晶片式降壓Silent Switcher穩壓器。在此IC中,VIN接腳分離並對稱放置在IC上,進而分離了高頻熱迴路,使磁場相互抵消,以抑制電磁輻射EMI。此外,同步設計和快速切換邊緣可提高重載效率,而低漣波Burst Mode對輕負載效率有利。


LT8636的3.4 V到42 V輸入範圍和低壓差也適用於汽車應用,使其能夠在汽車啟動或負載突降情況下操作。在汽車應用中,系統設計人員在嘗試縮小電源解決方案尺寸時,往往也會面對很多權衡考量,但採用本文中的設計,設計人員將無需權衡即可實現所有性能目標。


(本文作者Zhongming Ye為ADI電源產品資深應用工程師)


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