在一切讲求e化的世代，电子产品几乎围绕在我们的周遭，成为我们生活中的一部分。例如笔记本电脑、手机、打印机、显示器、TV及DVD/VCD等电子产品，其电源或充电器，都是内建或外接式的，这些AC/DC power supply，Adapter或Charger因没有开关可与电源线完全断开，所以只要插在电源插座上就会耗电，因为我们有太多电器在不使用时仍然将插头插在电源在线，使得这些电器产品持续消耗着电力，随着新开发的电子产品普及化，我们所浪费的电力也愈来愈多。

欧洲标准建置

在地球有限的资源下，我们不能无限制的耗尽能源，于是对于电源转换器的要求也越来越严苛，希望将资源做最有效的运用。基于这个原因，欧洲于去年一月一日起，即对输入功率小于75W的电源供应器在无／轻负载时最大功率损耗做出规范。(表一)

在美国方面，由于美国国内一年浪费在电器电子产品的standby power上，大约有35亿美金之多，因此美国布什总统于去年7月签署了一份行政命令，要求所有的联邦政府机构，优先采购standby power低于1W的产品，由于联邦政府机构为美国国内最大的消费团体，其影响力将迅速扩及所有电器电子产品供货商。

基于欧洲及美国此全球两个最大的经济区域已开始实施新的standby power能源法规，所以电源供应器设计者应设计出更节省电力的产品，以符合这个规范，所以将来的交流转直流 (AC/DC) 的电源供应器可能都必须改用Switching mode power supply (SMPS)方式来设计，而传统的被动式变压器，因无法做到省电功能，会被加速取代。

新型SMPS设计

以往低瓦特数的SMPS大多以Flyback架构设计，其PWM控制器大多是以UC384X系列最为常见，因为它是属于Current Mode PWM，且价格低廉、应用电路多且稳定，不过它目前面临了一个危机，以它原有的制程与特性，若不增加额外的电路辅助，空载时不可能低于1W，更何况是0.75W以下。

实际上，由于半导体制程的进步及电路的创新，新一代的384x在规格及功能上，已大幅超越传统的UC384x。以最新的SG3842G应用于60W (19V/3.16A) 的adapter为例，可轻易的达到standby power 0.75W 240Vac以下；下文我们将针对这部分做探讨。

耗电来源

3842在flyback的应用电路中，空载时的耗电来源可分为两大类(表二)，由此可知，降低3842的启动电流及工作电流对于减小功率散逸有相当程度的帮助，这部分可由更改成SG3842G来获得解决，使这两个参数分别降到30uA和3.5mA以下 (传统UC384x的启动电流及工作电流分别为500uA及11mA)。这样启动电阻可以加大至1.5MΩ以上，启动电阻损耗也由传统的1.4W降至90mW; Vcc电容亦可由传统的100uF降至10uF以下。

另一个耗电的电阻是用在3842的SENSE pin，主要的功能是使90Vac和264Vac输入时的power limit能维持在一定的误差范围内。Flyback converter的，虽然输出电压(功率)由回授路径决定tON来限制，但是Pout_max由tON_max决定，而tON_max由VSENSE=Ip×Rs=1V所需的时间而定；此外3842的反应(延迟)时间tD也影响最大输出功率。

当IP×RS≧1V时Sense pin将侦测到过电流而将Output pin关掉。在这段反应时间tD，MOSFET还是Turn on同时继续储存能量在变压器上。所以实际的Turn on的时间等于tON＋tD，因此，真正输出的功率变成: ，虽然tD的时间并不长，一般约在250 ~ 300ns，由于工作频率高，有很多影响来自于tD。因为工作周期T很小，所以tD相对变的很重要，再加上为了滤除MOSFET turn on瞬间的电流突波，又多了一级RC的延迟(这也是目前许多Current Mode PWM在SENSE pin加了leading edge blanking的原因)，因此必须从输入电压VIN对Sense pin做适当的补偿，这样可使最大输出功率不受输入电压影响。如(图一)所示：

《图一 从输入电压VIN对Sense pin做适当的补偿》

电阻RIN之功能可以补偿输入电压和延迟时间 tD 之间所造成的差异。所以缩短延迟时间tD，则电阻RIN大约可加大到1.0 ~ 3.0M之间。如果启动电阻与RIN共享一个电阻的话，将可以再节省将近0.1W，设计者只要利用一个二极管(1N4148)及一个MOSFET(2N7002)就可以完成。

降低频率

降低PWM IC空载时的开关次数对于降低switching loss有极大的帮助。所以接下来就是要介绍如何运用一点小技巧让3842达到某一个负载后，会随着负载慢慢变轻而线性地将频率往下降。

首先，我们先要了解3842的工作频率是由外部的RT和CT来决定的，利用RC的充电，当RT/CT pin电压充到2.9V时，此pin会sink一个定电流将CT上的电荷迅速的放到1.3V，才又开始下一个周期对CT充电，如(图二)所示。

《图二 RT/CT pin电压与CT上的电荷收放关系》

倘若我们不考虑CT的放电时间，振荡频率可由RC的充电公式推导而得到工作频率f在此建议用较高阻值的RT(例如10KΩ)，这样可以降低3842的工作电流。

当负载由重转轻时甚至进入空载状态时，此时3842的COMP pin电压亦会因回授而随之下降，所以我们可以利用此点的电压得知负载的情形，来决定何时进入power saving。假若负载转轻时， RT/CT pin 的充电时间变长，频率因而变慢，所有和频率快慢相关的损耗，例如:变压器磁损铁损，MOSFET switching损耗， snubber 损耗，都将因频率变慢而降低，传统UC384x的工作频率为一固定值，但改用新的SG3842G后，其工作频率可随负载转轻而随之降低。

斜率补偿

《图三 RL阻值较小的斜率补偿》

在连续导通模式下目前都用斜率补偿来保持回路稳定。Current-Mode PWM的操作方式，是以电压回授(COMP pin的电压)的路径与SENSE pin的电压(IP×RS)来做比较。

Ip的斜率在回授的增益上会产生作用，IP = (VIN/LP) ×tON。一个低输入电压VIN和一个高感量的LP会造成电流Ip斜率过低，在系统中也造成了高回路增益和不稳定的因素。在电流回路加上一个正斜率的斜率补偿是个很简单而且容易的解决方法，并且也限制住最大回路增益。

部分的设计者以(图三)的RL&CL做斜率补偿，在此应考虑到RL对RT/CT pin造成的影响，若RL阻值太小，会造成RT/CT pin在降频时CT充不到开始放电的点，造成电路不正常。所以RL应符合下列条件：

《公式一》

在此建议RL＞20RT，在SENSE pin与RT/CT pin上并联RL/CL后，待RT/CT pin在放电时，CL上所储存的电荷可能使得SENSE pin上出现低于0V的电压，而此负电压将使得OUTPUT pin无法关掉，而形成一个minimum power (在无负载的条件下影响功率损失)。因此针对此现象进行补偿，最简单的方式是在SENSE pin上垫上一个电压避免SENSE pin有出现0V的可能，垫上去的电压可利用RL及RF分压来获得。为了避免上述的种种问题，建议使用(图四)的方式做斜率补偿，以免对RT/CT及SENSE pin造成不良的影响。

《图四 较恰当的斜率补偿》

RSA和CSA会产生一个正斜率的锯齿波VOSC，而这个电压会作用在SENSE pin上产生VSL。

《公式二》

《公式三》

回路所需要增加的斜率是：(公式四)

其中 RSL＞＞RSA；ΔT由RSA和CSA来决定；NS/NP是变压器的圈数比；LS是变压器次级的感量；VO是输出电压。

《公式四》

结论

传统的UC384x current mode PWM控制IC，从发明至今已有16个年头，对于SMPS工程师而言，可算是最为熟悉的控制IC，大家几乎是耳熟能详，应用384x的电子电器产品，也是到处可见，但由于传统的UC384x已无法符合新能源法规的需求，众多的电子电器产品势必面临重新设计的艰巨挑战。

本文所介绍的省电技术，配合使用新半导体制程的SG3842G，将这个IC换上以往的60W Adapter，将周围的零件值做一些调整，使无载时输入功率由原来的3W降至低于0.7W，甚至达到0.6W，这将使得原有众多的电子电器产品，可以立即升级为符合新能源法规需求的产品。＜参考数据:崇贸科技URL:http://www.sg.com.tw＞