数学模型一直都有助于判定特定设计的最佳补偿元件，然而，补偿WLED电流调节升压转换器的情形，则与补偿被设定为调节电压的相同转换器略微不同。以传统的方法测量控制回路相当不便，因为回馈（FB）接脚的阻抗不高，而且缺乏上端FB电阻。在本文的例子中，Ray Ridley展示了简易小讯号控制回路模型，适用于具备电流模式控制的升压转换器。本文中也将说明Ridley的模型应如何修改才能适用于WLED电流调节升压转换器，同时，也将说明如何测量升压转换器的控制回路。
回路元件
如图一所示，为了从输入电压提供较高或较低的调节输出电压，任何可调式DC/DC转换器都能够加以修改。在这类配置中，如果假设ROUT纯粹是电阻负载，则VOUT＝IOUT×ROUT。当DC/DC转换器用来供电给LED时，它会借着调节下端FB电阻确实地控制通过LED的电流，如图二所示。由于负载本身（LED）取代上端FB电阻的缘故，传统的小讯号控制回路等式不再适用。 DC负载阻抗为：
REQ=VOUT/IL) ---(1)
而且
VOUT＝n×VFWD＋VFB ---(2)
从二极体资料表或从测量得出的VFWD是ILED的正向电压，而n是串联的LED数量。
| 《图二 用于调节LED电流的可调式DC/DC转换器》 |
|
然而，从小讯号的角度来看，负载阻抗包含REQ以及位于ILED的LED动态阻抗rD。虽然某些LED制造商提供不同电流量的一般rD值，不过判定rD的最好方法是从所有制造商提供的一般LED I-V曲线得出该值。图三显示OSRAM LW W5SM高功率LED的范例I-V曲线。 rD值是动态（或小讯号）数量，其定义为电压变动除以电流变动，也就是rD＝ΔVFWD/ΔILED。若要从图三得出rD，只需要从VFWD与ILED的起始处画出笔直的切线，然后计算斜率。举例来说，使用图三中切出的虚线，即可得出rD＝（3.5－2.0V）/（1.000－0.010 A）＝1.51W，而且ILED＝350mA。
小讯号模型
对于小讯号模型，此处将以峰值电流模型转换器为例，它能驱动3个串联的OSRAM LW W5SM零件。图四(a)显示电流调节升压转换器的同等小讯号模型，而图四(b)显示较为简化的模型。公式三显示频率型（s域）模型，用来运算电流调节升压转换器与电压调节升压转换器的DC增益：
计算两种电路的负载周期D以及VOUT与REQ的修改值所使用的方式都相同。 Sn及Se分别是升压转换器的自然形成电感斜率与补偿斜率，而fSW是切换频率。关于电压调节升压转换器的小讯号模型与电流调节升压转换器的模型，两者之间真正的差异来自乘以跨导用项（1－D）/Ri的抗阻KR以及主要电极wp 。这些差异已在表一予以概述。 。由于在调节电压的转换器中，RSENSE值一般远低于ROUT值，因此，电流调节转换器的增益（其中ROUT＝REQ）几乎都低于电压调节转换器的增益。
测量回路
若要测量控制回路增益与电压调节转换器的相位，网路或专用回路增益/相位分析仪一般会使用1：1变压器将小讯号透过小阻抗（RINJ）注入回路中。然后，分析仪便会根据频率测量并比较A点的注入讯号与R点的回传讯号，之后，回报幅度差异（增益）与时间延迟（相位）的比例。只要A点的阻抗远低于R点的阻抗，即可在回路中的任一处插入此阻抗，否则注入的讯号会过大，因而干扰转换器的运作点。如图五所示，高阻抗节点是一般插入此阻抗的位置，也是FB电阻在输出电容（低阻抗节点）侦测输出电压的地方。
在电流调节配置中，如果负载本身是上端FB电阻，则无法透过与LED串联的方式将注入电阻插入。转换器的运作点必须先予以变更，才能将电阻插入于FB接脚与感应电阻之间，如图六所示。在某些情况下，可能需要非反向单位增益缓冲放大器，以降低注入点的阻抗，并减少测量杂讯。
用来测量回路的是Venable回路分析仪，它与图六中的测量设定相同但不含放大器，而且RINJ＝51.1W。电流调节转换器的模型是以Mathcad进行建构，并且使用TPS61170的资料表设计参数，其中的核心与TPS61165相同。当VIN＝5V且ILED经设定为350mA时，该模型会产生TPS61165EVM的预期回路回应，如图七所示，可便于与测得的资料进行比较。
| 《图七在VIN＝5V且ILED＝350mA的情况下所测得及模拟的回路增益与相位》 |
|
观察WLED动态阻抗的变动，并参照IC放大器增益中一般LED I-V曲线及晶片间变动，便不难解释所测得及模拟的增益两者之间的差异。
结语
数学模型虽然并非全然准确，但是不失为设计人员设计WLED电流调节升压转换器时可以运用的初步方法。设计人员也能够以其中一种替代方法测量控制回路。
---作者为TI德州仪器资深应用工程师---
相關作者
相關产业类别
相關关键字
相關组织
相關产品类别
相關网站单元