现今无线区域网路(Wireless Local Area Network；WLAN)发展渐趋成熟，应用也相当普及，世界各国几乎都在主要城市布建有密集的无线区域网路热点(hot spot)，随着笔记型电脑及携带式产品的普及化，无处不在的网路接取俨然成为新时代的趋势。由于无线资料传输需求急遽增加，新一代的IEEE 802.11n规格草案采用MIMO(Multiple Input Multiple Output)技术，希望将多路功率放大器(power amplifier；PA)整合在同一块晶片上，802.11n规格最大的特点为传输量需大于100 Mbps，而为了在同样的频宽下传输大量资料，新规格将OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)调变方法加以适度修正以增加其频谱效率(spectrum efficiency) ，如较高的编码速度(coding rate)、较短的防护区间(guard interval)、较大的星座尺寸(constellation size)等等，改良过后的调变方法使得802.11n功率放大器在线性度要求上，比起传统功率放大器来得更加严苛。

除了调变方法的改良之外，另一个接踵而来的挑战为MIMO收发机的架构问题，最新的802.11n规格草案采取2×2或是4×4的空间多工(spatial multiplexing)传输，希望借以将传输量提升2至4倍，同时基于降低成本的考量，我们希望能将多路功率放大器整合在同一块晶片上。然而，在大讯号操作下，功率放大器之间的讯号耦合效应尚未被验证，讯号干扰过大将使得原先之线性度条件更加恶化，截至目前为止，尚未发现有专门研究晶片上大讯号耦合效应的文献，少数相关文献尚停留在系统模拟的阶段[1]。因此，本文将设计对称布局的单晶片双矽锗功率放大器电路，目的在研究双功率放大器之间的耦合效应，并探讨其对线性度规格的影响。

802.11n之功率放大器设计

文献上记载有许多电晶体或电路层级的隔离技术，如多孔矽沟(porous Si trench) [2]，SOI(silicon on insulator)基板[3] 及质子撞击(proton bombardment)之高阻值基板[ 4] 等等，但它们需要标准BiCMOS制程以外的处理，这在成本考量上是一大负担。然而，由于深沟隔绝(deep trench isolation) [3], [5] 及防护环(guard ring) [3] 技术已整合在大多数晶圆厂之标准制程中，故本电路设计在布局时，选择加入上述两种技术做耦合讯号的隔绝。

晶片照片图如(图一)所示，其大小为1.68mm×1.68mm，其中每个单位电晶体都由深沟隔绝及接地防护环所围绕，此外，在上下两路功率放大器之间也加入了相同的隔绝技术，我们希望能同时降低电晶体和电路层级的讯号耦合效应。

《图一 芯片照片图》

单一PA的简化电路图如(图二)所示，其中串接有三个共射极单端电晶体，偏压部分整合了自我偏压线性化电路，且对温度敏感度做了最佳化调整，这是为了避免电路因为过热而影响其高频讯号匹配，电路的输出端整合了功率侦测器(power detector)以供系统回馈之用[6]。匹配电路中的电感部分皆以高Q值的镑线(bondwire)来实现，不但可以降低晶片面积，且由于高Q值的缘故，理论上之能量损耗较低。我们可藉由偏压电路​​调整每级的偏压电流，以提升低输出功率时之功率增加效益(power added efficiency；PAE)。输出端具有二阶谐波(second harmonic)抑制电路，可使得二阶谐波讯号经由输出匹配电路而接地，进而增加电路线性度，根据测量结果，本电路对二阶谐波讯号的抑制高达-60 ​​dBc 。

《图二 单一功率放大器的简化电路图》 - BigPic:600x234

单一PA在2.45 GHz下之功率特性如(图三)所示，其中直流供应电压为3.3V，静态直流电流为124 mA，小讯号功率增益为26.7 dB，P1dB为24.3 dBm而Psat为25.2 dBm，图中1.4 dB的增益扩张(gain expansion)是因为加入偏压线性化机制所造成的。误差向量大小(error vector magnitude；EVM)是一种评估放大电路线性度的指标，通常以%表示，EVM愈小表示放大电路愈线性，就操作于2.45 GHz之802.11 b/g WLAN规格而言，其线性度要求为EVM小于3 %，在满足此线性度规格下，单一PA之最大线性输出功率为22 dBm和18.1 dBm，此时之PAE分别为11.8 %和7.8 %。

《图三 单一PA之功率特性》

小讯号耦合效应

为了说明双矽锗功率放大器之小讯号耦合效应，我们画出(图四)之四埠PCB(printed circuit board)小讯号行进方向示意图，图中标出输入和输出匹配网路的位置，而输入埠和输出埠以SMA接头与测量缆线相接。当上下两路PA同时操作时，我们希望量到由埠1'进入而由埠4'出来之讯号，此为我们欲探讨之耦合讯号，但从埠1'进入的讯号有一部分会由埠2 '离开，故合理之耦合讯号表示式为|S4'1' |-|S2'1'|。然而，就量测考量而言，要量到经过输入和输出匹配网路之后的内部讯号较为困难，但根据上下两路PA和PCB之对称布局，可假设通过匹配网路后的S参数为对称，经过适当化简后，我们提出等效耦合量之评估指标(figure of merit)为|S41|-|S21|，其单位为dB。虽然讯号在晶片上应该是分散式地耦合，但整体而言仍可将埠1'到埠4'之放大讯号等效成经由PA本身增益及经由PA之间的耦合这两种形式，又由于PCB上的讯号路径远大于晶片上的路径，故我们可以忽略PCB上之耦合效应。

《图四 四埠PCB上小讯号流动方向之示意图》

根据上述之评估指标，计算出之双功率放大器等效耦合量如(图五)所示，其在2.45 GHz时有最小值-30 dB，表示在此一频率下，讯号之行进方向偏好于直线路径，因此可看出匹配电路所扮演的重大角色，好的匹配电路也同时为抑制讯号耦合效应的重要因素之一。

《图五 芯片上两路PA之间的等效耦合量》

在2.45 GHz之操作下，当下路PA的输入为不同功率之OFDM调变讯号时，上路PA所量得的S参数如(图六)所示，在(图六)的(a)及(c )中，上下两路PA之输入功率皆为-25 dBm，而在(b)及(d)中，下路PA之输入功率为0 dBm，对上路PA而言，此为25 dB之功率干扰。由实验结果可发现，当上下两路PA之输入功率相同时，上路PA之S参数几乎没有变化，如(图六)中(a)及(c)所示。然而，当下路PA之输入功率比上路PA要大25 dB时，由于此时自下路PA耦合至上路PA的讯号在数量级上已经和上路PA原先的讯号差不多，故有相当大的耦合效应，在(图六)的(b)及(d)中，我们可明显看出S参数因为耦合效应而产生尖状杂讯。

《图六 在不同功率的OFDM讯号干扰下，上路PA所量得之小讯号S参数》

大讯号耦合效应

量测大讯号耦合效应之系统图如(图七)所示，我们由讯号产生器E4438C产生调变讯号至输入端，而其后之功率分离器(power divider)可将讯号分为二路，进入上路PA之输入功率可透过功率衰减器(attenuator)来降低，等效上造成下路PA功率大于上路PA之干扰效果。当我们欲测量上路PA之电路性能时，我们将下路PA之输出埠接地，而将上路PA之输出埠接回89600向量讯号分析仪中进行解调变与讯号分析，量测系统之讯号产生器和向量讯号分析仪皆可由PC控制。

《图七 量测大讯号耦合效应之系统图》

《图八 上路PA在不同干扰功率下之EVM，其中虚线为3 %之802.11 b/g线性度规格》

(图八)为上路PA在下路PA不同之干扰功率下所量出之EVM。由于IEEE 802.11n规格仍在草案拟定阶段，但为了有最大的资料传输效益，我们选择输入64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)的OFDM讯号。当只开启上路PA时，满足3 % EVM之最大线性输出功率为18.1 dBm，而当下路PA输入功率与上路PA相同时，我们发现3 % EVM之最大线性输出功率受到干扰而下降了1.5 dBm，若再将功率干扰增大至10 dB或20 dB时，线性度就开始急遽下降，在功率干扰达20 dB时，功率放大器之线性度完全无法满足通讯规格。

我们将双矽锗功率放大器的整体电路性能整理于(表一)中，其中单一PA之操作表现几乎可以媲美802.11 b/g矽锗功率放大器产品。

结论

虽然MIMO收发机可将无线传输资料量大幅提升好几倍，但对扮演射频前端电路重要角色的功率放大器来说，则有耦合讯号干扰的问题。我们设计在2.45 GHz操作之双矽锗功率放大器采用了深沟隔绝及防护环技术，成功地将晶片上等效耦合干扰效应降至-30 dB，然而在线性度方面，当功率放大器受到相同大小之功率干扰时，在满足​​通讯规格的前提下，其最大线性输出功率仍然下降了1.5 dB。为了要能实现更具前瞻性的MIMO单晶片，我们应该进一步研究更有效的电路隔离技术，使得整合在单晶片上的多路功率放大器不但能降低彼此的耦合干扰效应，同时也保有电路原先的线性度。本研究成果已发表于2006年的RFIC Symposium中。

（张环麟为国立台湾大学电子工程研究所博士班学生，林君平为国立台湾大学电子工程研究所硕士班学生，刘致为为国立台湾大学电子工程研究所教授）

参考文献

（1）S. Woo, D. Lee, K. Kim, Y. Hur, C.-H. Lee, J. Laskar, “Combined Effects of RF Impairments in the Future IEEE 802.11n WLAN Systems,” IEEE Vehicular Technology Conference , vol. 2, pp. 1346-1349, May 2005.

（2）H.-S. Kim, KA Jenkins, and Y.-H. Xie, “Effective Crosstalk Isolation Through p+ Si Substrate With Semi-Insulating Porous Si,” IEEE Electron Device Lett., vol. 23, no. 3 , pp. 160-162, March 2002

（3）M. Kumar, Y. Tan, JKO Sin, “Excellent Cross-Talk Isolation, High-Q Inductors, and Reduced Self-Heating in a TFSOI Technology for System-on-a-Chip Applications,” IEEE Trans. Electron Devices, vol. 49, no.4, pp. 584-589,April 2002.

（4）YH Wu, A. Chin, KH Shih, CC Wu, CP Liao, SC Pai, and CC Chi, “Fabrication of Very High Resistivity Si with Low Loss and Cross Talk,” IEEE Electron Device Lett., vol. 21 , no. 9, pp. 442-444, September 2000.

(5) CS Kim, P. Park, J.-W. Park, N. Hwang, and HK Yu, “Deep Trench Guard Technology to Suppress Coupling between Inductors in Silicon RF ICs,” IEEE MTT-S Symp. Dig., pp. 1873-1876, June 2001.

(6) W.-C. Hua, H.-H. Lai, P.-T. Lin, CW Liu, T.-Y. Yang, and G.-K. Ma, “High-Linearity and Temperature-Insensitive 2.4 GHz SiGe Power Amplifier with Dynamic-Bias Control,” IEEE RFIC Symp. Dig., pp. 609-612, June 2006.