近来手机射频前端发展的趋势包含了GPS的功能，这个趋势的推动大部分是FCC针对美国市场对E911服务的需求。另一方面是GPS定位的能力，使手机能轻易的做定位及导航的功能。 FCC强制要求系统服务业者必须提供精确度在50～150 公尺的定位能力。较旧款的手机则可以使用一种以数个网路为基础的技术：监视时间差量测法（OTD）或顺向链路三角形法（FLT）。这两种方法手机都必须对附近三个基地台做量测， 同时必须具备特殊的轫体及/或软体。

拥有内建GPS接收器的新款CDMA手机，能使用一种技术称为辅助GPS（Assisted GPS；A-GPS）。系统服务业者通知手机它们观察到那些GPS卫星，随后手机内的GPS接收器则做定位的计算。困难点是CDMA当手机操作在全双工模式，此时由功率放大器发射所产生的频带外讯号及杂讯将会落入GPS讯号中。而另一种处理这种问题的方法是当手机做GPS计算时将发射端关掉。更先进的CDMA手机设计则允许接收GPS讯号时连续或同时能保持声音或资料的链结。(图一)为拥有GPS功能的手机在非同时操作下的情形。在这种条件下，当手机做GPS特性计算时，手机必须中断链结，因为基频在同一时间只允许一组I/Q频道使用。多样化的分隔架构可以用在CDMA标准中。如(图二) 所示，采用两组接收器可让手机在计算GPS的同时而 不让链结中断。

《图一 CDMA 手机前端使用两组天线以便同时使用GPS 功能》

如先前所提到，这种架构的困难点在于逆向链路所发射的讯号将会灌入GPS的低杂讯放大器（LNA） 中。最差的情况是当手机正好在PCS频带上（1850-1990 MHz） 使用。在手机必须同时使用GPS的链结编排时，必须将内部发射器造成的灵敏度衰减也计算在内。由发射器产生而落入GPS频段的杂讯必须在使用双工器（duplexer）及双通道器（Diplexer）的组合后被抑制掉。发射讯号的大小有时可以高达+24dBm，同时必须被GPS预选滤波器（pre-select filter）抑制掉。设计人员会面临两个问题；第一，TX信号会进入GPS路径，而TX杂讯会耦合到GPS频率，导致杂讯底线（noise floor）提高；第二，将PCS RF能量透过零中频（ zero IF）转换路径直接转换为GPS中的基频信号，造成IM2的现象。

一个好的GPS前端的带通滤波器可以提供在PCS TX频段上约50dB的抑制能力。即使已使用高拒斥能力的带通滤波器，高线性度的LNA设计能改善PCS频带内的滤波器拒斥，对于提升GPS的效能很有帮助。

《图二 CDMA 手机前端使用两组天线（分隔法）以便能同时操作GPS的功能》

低杂讯放大器设计

安捷伦科技EEsof 的ADS设计系统软体，可让设计者在线性和非线性操作模式下模拟放大器电路。就线性分析而言，可使用一个具有Touchstone格式的二埠s参数档来模拟电晶体。除了有关增益、杂讯指数、及输入和输出回返损耗等资讯，这项模拟操作也会提供有关电路稳定度的重要细节。产生稳定圆（stability circles）和计算Rollett稳定度系数（K）的工作，都可以透过电脑模拟完成。

非线性分析

在非线性分析方面，主要使用谐波-平衡（HB）模拟。 HB具备运算速度较快、能同时处理分散式和集总元件（lumped element）电路、以及包含较高级的谐波和交互调变乘积等特性。在这项应用中，HB被用来模拟1 dB的压缩点（P-1dB）、第三阶输入截点（IIP3）和第二阶输入截点（IIP2）。在模拟中所使用的非线性电晶体模型，是以Curtice的作品为基础 [1]。虽然这个模型可以很准确地预测出直流和小信号的行为特性（包括杂讯在内），但却无法在较高的偏压值下准确预测截点。为了准确模拟E-PHEMT电晶体在高偏压下优异的线性度，必须使用更好的模型。现有的模型可自安捷伦的网站下载。 (表一)列出了非线性分析的结果，在低偏压值下非线性模拟与实际测得的资料非常接近。

《表一 非线性效能的仿真》

放大器设计实作

这款放大器使用一个高通阻抗匹配线路，来达到杂讯匹配，此高通线路是由一个串联电容器C1和并联电感器L1所组成。电路损耗与杂讯指数有直接的相关性，因此L1的Q和L1两者都十分重要，范例所使用的电感器在800 MHz的频率下，Q的额定值为29，C1加倍后可作为直流阻隔器，L1也可以加倍以便加入闸电压，进而对PHEMT加以偏压。此时需要一个良好旁路电容器C2。这个线路设计能在低杂讯指数、输入回返损耗和增益之间取得了平衡。电容器C2和C5提供了频带内稳定度，而电阻R1和R5则藉由提供一个电阻性终端而达到低频稳定度。输出端的高通网路包含一个串接电容器C4和分路电感器L2。 L2加倍后可以加入汲极电压，进而对PHEMT加以偏压。电感器LL1和LL2其实是每个源级导线和接地之间非常短的传输线。这些电感器可当作串接回馈（series feedback），其回馈值大小对于频带内与频带外的增益、稳定度、输入和输出回返损耗有非常大的影响。至于R2则提供了宽频稳定度。

带拒滤波器（notch filter）主要被用来降低PCS频带内的增益。利用叠代程序（iterative process）来研究一些拓朴，这个程序的基础是在PCS频带当中使用一个共振电路来降低增益。并尝试在放大器的输入和输出端，使用串联和并联配置。要同时达到杂讯指数和IIP3目标，必须经过不断的试验。根据研究结果发现，在输出端放置共振电路可以降低IIP3，在输入端放置共振电路可以改善OIP3，但却会提高放大器的杂讯指数。

被动偏压

建立好RF匹配之后，下一步就是对元件加以直流偏压。 (图三)是一个被动偏压的范例。如果不考虑R2：Ids 为所要的汲极电流，IBB为流经R3/R4电压分配网路的电流量。举例来说，选择IBB 至少为最大预期闸级漏电流的十倍：

《公式一》

准确模拟每个源极终端与灌穿孔间的微带线的大小，以及微带线与信号接地平面间的灌穿孔的大小，可以让设计人员利用ADS来判断某个设计最理想的源极电感量。因为源极电感通常会让FET在较高的频率下再生，在较低的频率下退化，所以针对100 MHz到18 GHz频率范围内的K值绘制图表，将可显示出电路中最合适的大小。

以2.7 V的电源供应器电压Vdd来测试放大器，结果在Id = 10 mA时提供Vds = 2.0 V的偏压点。测得的效能与模拟效能差不多，后者是从元件规格资料中的S和杂讯参数取得的。在1575 MHz的频率下，杂讯指数可达到0.9 dB。接头和输入微带线的损耗量测值是0.15 dB，因此元件的总杂讯指数加上匹配网路的损耗大约等于1.05 dB。在1 dB的增益压缩（P-1dB）下测得的输出功率是+5.8 dBm。第三阶输入截点（IIP3）的量测值为+5.1 dBm。测得与模拟的放大器增益，在1575 MHz的频率下达到16.8 dB。

《图三 使用被动偏压的线路图电路》

总结

根据示范线路板所得到的结果，显示出在1.575 GHz频率下的GPS应用所需的低杂讯放大器中是可行的。使用PCS带拒滤波器网路虽会提高放大器的杂讯指数，但却可以让放大器较不易受到干扰。若牺牲较低的稳定度系数边限，可将R2值降低到4.7欧姆，将可使输入IP3提高到9.0 dBm。 （作者为安捷伦科技半导体无线应用部门应用工程师）

＜@参考文献:参考资料

'[1] W. R. Curtice, "A MOSFET model for use in the design of GaAs integrated circuits," IEEE Trans Microwave Theory Tech, vol. MTT-28, pp. 448-456, May 1980.