近年来，把完整的射频无线电接收器整合至晶片的趋势已开始挑战超外差无线电架构的主导地位，IC设计人员现在想藉由单次转换（single-conversion）技术来达到相同的效能，而不是采用超外差技术的两次转换（double conversion）架构或在相对较高的固定中频执行通道滤波。

然而受到传统上对于超外差接收器架构较有利的多项因素影响，单次转换架构就算可以满足效能需求，整个设计的复杂性也会大幅增加，其关键问题之一就在于低中频接收器的射频镜像通道（RF image channel）与目标通道的间距会大幅缩短。

因为相邻通道也会通过，类比前端电路（AFE）须有能力处理通道滤波器之前各级接收器电路的最大可能干扰强度（interferer level），同时继续保留微弱目标讯号的完整性。由于通道滤波器的多数电路大都是数位电路，此架构对于整个类比前端接收器链以及随后的类比数位转换器的动态范围都有着非常严格的要求。

近几年来，一些原因让厂商开始利用CMOS制程发展商用单晶片直接转换接收器，以便支援需要高效能的应用系统，例如GSM行动电话仍是极为重视高效能、低功耗和高整合度的应用之一。

针对低中频接收器架构的类比前端电路，下列资讯将利用一种系统模型来说明它们的各项优缺点和结果，这个模型的目标是将各级类比前端电路的非理想特性对于整体效能所造成的影响加以量化。

《图一 低中频接收器的模拟前端（AFE）》

接收器架构

(图一)是接收器的类比和混合讯号零件，类比前端包含射频自动增益控制器（RF AGC）、低杂讯放大器（LNA）、射频混波器、可程式增益放大器（PGA）和类比数位转换器。射频混波器提供两组输出，随后则是复杂的镜像拒斥（image rejection）处理作业。

热杂讯、本地振荡器（LO）的相位误差和互调变（inter-modulation）都会影响整个类比前端电路的效能，本文则希望将它们的影响程度量化。热杂讯是无法避免的问题，它会出现在接收器的各级电路。各级电路的热杂讯对于整体效能的影响程度会由许多因素决定，包括它的电压增益、后续各级电路之间的I/O阻抗匹配以及其它的外部固定参数，例如讯号频宽。

《图二 本地振荡器相位噪声与干扰源及突波噪声之间的相互混波》

如图二所示，本地振荡器的相位杂讯会透过互混波效应（reciprocal mixing）而影响效能。

至于互调变失真（inter-modulation distortion），则只有三阶效应（IP3）才会被量化，这是因为在实际的接收器里，可以透过差动式设计来减少二阶效应（IP2），所以三阶效应才是最主要的效应。

动态效能（Dynamic Range；DR）是适合类比前端的效能指标之一，在此处将动态范围定义成最大均方根输入水准（目标讯号和所有干扰源讯号的均方根和）和接收器灵敏度（Sensitivity Level；SL）之间的相差值，并以分贝（dB）表示。这个灵敏度是指目标输入讯号至少需要多大振幅，才能让接收器产生「足够良好」的输出讯号，因此接收器的杂讯基准不应超过SL–SNR（min），其中SNR（min）是指调变电路和通道编码系统对于讯号杂波比的最低要求。

若通道滤波器完全由接收器的数位电路实作，那么对于跟随在类比前端电路后面的类比数位转换器来说，类比前端电路的动态范围与SNR（min）的相加值也代表它对于讯号杂波比的最低要求。无论如何，若在类​​比前端电路加入某些通道选择能力，即可降低类比数位转换器对于动态范围的要求。除此之外，动态范围的概念也有助于接收器类比与数位效能需求的取舍。

《图三 动态范围和接收器钝化（desensitization）》

(图三)是动态范围与干扰强度（相对于灵敏度，以dB表示）的关系图，这条关系直线上升至某个点后，前述的一个或多个类比前端效应就会产生影响，使效能开始大幅下降。随着这些效应的影响程度不同，接收器的动态范围可能成为杂讯限制型（noise-limited，因为热杂讯或相位杂讯）或是失真限制型（distortion-limited，由于IP3）。

当干扰强度让这条曲线转为平坦时，接收器将开始钝化（de-sensitize）。举例来说，类比前端的动态范围会变得不足，使其无法在面对很强的干扰时，根据其灵敏度要求通过微弱的目标讯号，反而会造成输入讯号的过载或截波。

就概念而言，可将接收器类比前端的电路模型视为一个黑盒子，这个黑盒子是由许多不同参数加以定义的，包括由外界规定的一组效能要求、根据个别接收器零件的模拟结果所得到的一组内部效能参数（设计常数）、一个必须最佳化的效能指标（最佳化准则）以及多个用来在操作过程中让电路发挥最佳效能的「调整项目」（最佳化变数）。 (表一)即是这些参数的综合说明。

在「设计约束条件」（design constraints）所允许的增益范围内为各级电路选择最理想的增益值时，应根据各级电路的最小/最大增益和增益增量（gain increment）输入值来决定这个最佳增益值，使类比前端电路的总动态范围在所指定的干扰频率和强度下为最大值。

接收器各级功能的电路模型

以电阻分压器做为射频自动增益控制器的电路模型时，若目标讯号和干扰讯号组成的总输入讯号变得太强，射频自动增益控制器的前面却没有天线调谐电路，那么分压器就会等量衰减想要和不想要的讯号。低杂讯放大器、混波器和APGA也都提供可变增益。

另一个低杂讯放大器会将射频混波器的输入讯号放大。除了热杂讯规格之外，低杂讯放大器、混波器、APGA和类比数位转换器的特性还包括输入IP3（input-IP3；IIP3）的数目。 IIP3的数目也是「设计常数」（也就是根据电晶体层级模拟结果所获得的参数），注意此处是用各级电路的IIP3数目（stage-IIP3 number，也就是该级电路输入端的IP3）。此模型会根据各级电路的贡献来计算串接后的类比前端电路IP3总数，计算过程还会将各级电路的增益值、I/O阻抗和各级电路内两个干扰源的频率选择性衰减幅度（frequency-selective attenuation）列入考虑。

当干扰很强以及/或是各级电路的IIP3数目很少时，IM3就会升高，使得接收器变成失真 限制型（distortion-limited）。

热杂讯会使得动态范围缩小，若以DR（TN）代表热杂讯所限制的动态范围。接收器一方面想设定很高的增益值，将动态范围的劣化程度减至最少，但在另一方面，较小的增益值却能减少IP3失真，输入级电路也不会因为输入讯号太强而发生过载现象。互混波所导致的本地振荡器相位杂讯也会让动态范围缩小，这部份则是以DR（PN）来表示，此时总动态范围可写成DR（TN+PN+IP3）。

要让总动态范围变得最大，可将各级电路的增益值视为最佳化问题的自变数，它的最佳化准则是：动态范围的极大化。这个模型包含各级类比前端电路在其输入端的总输入振幅表示式，其中含有目标讯号、干扰讯号以及杂讯和IP3所造成的影响，这些表示式会受到过载位准（overload level）的限制，所以它们都是不等式。

接收器最佳化的结果

将这个低中频接收器模型用于某个接收器类比前端电路，此电路是在100MHz的射频讯号输入频率（即f0）以​​及200kHz的射频通道频宽等条件下操作，下文将解释所得到的部份定量结果。利用Excel Solver功能来决定在两个（相等的）干扰强度下，各级电路的「最佳」增益值，这些干扰讯号强度分别为：灵敏度＋20，灵敏度＋30…直到灵敏度＋110dB。假设灵敏度等于0dBuV，可用dBuV来表示干扰强度，并将干扰频率设定为f1＝100.4MHz以及f2＝100.8MHz；因此，（2 × f1 － f2）频率点上的IM3讯号就会落在目标通道的上端。

(图四)(a)和(b)分​​别是动态范围与干扰强度的关系曲线（图中各点都是最佳化结果，因此也是电路在对应的干扰强度下所能提供的最佳动态范围）以及接收器各级电路的对应增益值。除了总动态范围（DR）之外，图中还显示DR（TN）以及DR（PN）等各个部份。

《图四》

若只有一个干扰源，IP3效应即可排除，此时再让其它的接收器参数保持相同，即可得到(图五)(a)和(b)的结果。

《图五》

只有一个干扰源时，如图五(a)，如果干扰强度相同，动态范围将会大幅提高，此​​时可归纳出接收器为失真限制型（distortion-limited），而不是杂讯限制型（noise -limited），这还能从双干扰源的增益图里获得证明，如图四(b)，在其它各级电路的增益值下降前，射频自动增益控制器（RFAGC）就会在干扰强度等于60dB左右时先开始降低。类比前端电路则会减少接收器讯号强度，以便克服IP3的影响。

射频自动增益控制器会利用额外的衰减来补偿较高的干扰强度，这会让动态范围曲线转为平坦，直到它达到射频自动增益控制器的最大衰减限制值为止，接着就必须降低其它各级电路的增益值，但这会对动态范围造成不利影响，进而让接收器钝化（desensitization）。

乍看之下，DR（TN）好像也是一项限制因素，但它其实只是射频自动增益控制器为了消除IP3影响而限制讯号输入振幅，进而造成热杂讯效应升高的结果。

结论

类似于此处所发展的接收器模型可以提供接收器类比前端电路的一阶效能分析，同时让设计人员深入了解所选择接收器架构可否达到所要求的效能规格。此处讨论的动态范围概念也有助于在接收器的类比和数位电路之间做出适当的分割。 （作者为Silicon Labs. 产品市场经理）

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